- Ofdm как способ повышения пропускной способности канала связи
- Апробация программной реализации алгоритма восстановления тактовой синхронизации ofdm сигнала в системе радиосвязи
- Исследование и разработка методов и алгоритмов повышения эффективности передачи информации в системах связи с n-ofdm
- Разработка алгоритма адаптивной коррекции ofdm сигнала
- Сравнительный анализ эффективности разработанного алгоритма по отношению к использованию сглаживающих окон
Ofdm как способ повышения пропускной способности канала связи
На сегодняшний день только системы спутниковой и КВ связи позволяют передавать данные и голосовые сообщения на расстояния до нескольких тысяч километров, что предоставляет уникальную возможность охвата значительных территорий, в том числе с гористым рельефом, а это абсолютно невозможно для традиционных решений в диапазонах УКВ и СВЧ.
Широкое распространение спутниковых сетей связи во многом обусловлено их следующими свойствами [1]: 1. Обеспечение области обслуживания значительных размеров, вплоть до глобальной, полностью охватывающей поверхность Земли. 2. Возможность обслуживания отдаленных, малонаселенных и труднодоступных территорий, где развертывание наземных сетей связи экономически неоправданно, либо просто невозможно. 3.
Простота обеспечения широковещательного и многоадресного режимов передачи. 4. Возможность гибкой поддержки различных информационных услуг и приложений, независимость технологии передачи и коммутации от технологии предоставления услуг. 5. Обеспечение совместной передачи по общим физическим каналам существенно разнородных информационных потоков (речь, аудио-, видео-, факс, цифровые массивы и т. д.), показатели качества передачи которых значительно различаются. 6.
Совместная передача непрерывного и пакетного трафика. 7. Предоставление услуг подвижным пользователям. 8. Высокая пропускная способность спутниковых каналов связи при приемлемо высоком качестве передачи. 9. Простота обеспечения требуемых топологических свойств сети, в том числе полносвязности. 10.
Эффективное использование сетевых ресурсов, благодаря возможности перераспределения пропускной способности сети между каналами связи в соответствии с текущими характеристиками сетевого трафика. 11. Возможность предоставления пользователям услуги глобального местоопределения, а также определения точного времени. 12.
Большая гибкость спутниковых сетей связи (ССС), позволяющая в случае необходимости достаточно просто изменять область обслуживания путем изменения орбиты ретрансляторов, адаптироваться к потребностям пользователей, меняя перечень предоставляемых информационных услуг. 13.
Относительно малые сроки развертывания ССС и наладки оборудования и аппаратуры. 14. Независимость стоимости передачи сигналов через спутник от расстояния между земной станцией, передающей сигнал, и станцией, его принимающей. 15. Малая вероятность битовой ошибки при передаче данных.
Однако, как и любая другая система, ССС имеет и ряд недостатков. К ним относятся следующие: 1. Значительная задержка распространения, характерная для ССС, использующих ретрансляторы на геостационарных орбитах, достигающая 500 мс, особенно ощутимая при телефонном соединении, что делает неэффективным использование ССС при неадаптированной к ней передаче данных. 2.
Малое отношение сигнал/помеха, вызванное пространственным рассеянием энергии радиоволны на трассе «Земля – спутник — Земля» и, как следствие, низкая помехозащищенность. Для того чтобы в этих условиях обеспечить приемлемую вероятность ошибки принимаемого сигнала, приходится использовать крупногабаритные антенны, малошумящие элементы и сложные помехоустойчивые коды. 3.
Поглощение в тропосфере. Поглощение сигнала атмосферой находится в зависимости от его частоты. Кроме поглощения, при распространении радиоволн в атмосфере присутствует эффект замирания, причиной которого является разница в коэффициентах преломления различных слоев атмосферы. 4.
Ионосферные эффекты. Эффекты в ионосфере обусловлены флуктуациями распределения свободных электронов. К ионосферным эффектам, влияющим на распространение радиоволн, относят поглощение, задержку распространения, изменение частоты, вращение плоскости поляризации. 5.
Влияние солнечной интерференции. При приближении Солнца к оси спутник — наземная станция радиосигнал, принимаемый со спутника наземной станцией, пропадает, потому что значительно увеличивается уровень шумов, принимаемых от Солнца. 6. Большая стоимость предоставления услуг связи [2]. 7.
Зависимость от факторов мировой и политической обстановки, связанная с тем, что большинство спутников принадлежит частным иностранным компаниям. 8. Невозможность организации непрерывной, надежной связи с арктическими районами, вызванная отсутствием в настоящее время отечественной низкоорбитальной спутниковой группировки.
Несмотря на огромные достижения в области спутниковых систем радиосвязи, развитие сотовых сетей связи и систем широкополосного беспроводного доступа, коротковолновая (КВ) радиосвязь в настоящее время продолжает играть важную роль при передаче информации на дальние и сверхдальние расстояния как гражданскими ведомствами, так и силовыми структурами [3, 4].
В последние годы системы коротковолновой (КВ) связи претерпевают значительные изменения. В ведомствах создаются единые информационно-телекоммуникационные системы, при этом изменяется и роль КВ радиосвязи. Действующие системы КВ радиосвязи силовых ведомств характеризуются существенным отставанием от современного уровня науки и техники.
Текущая обстановка в силовых структурах такова, что требуются стабильные, надежные, имеющие высокую степень кодирования каналы связи, передача информации по которым возможна в автоматическом режиме с минимальным привлечением обслуживающего персонала.
В связи с этим необходимым является внедрение высокоинтеллектуального оборудования с развитыми функциями самодиагностики, интуитивно понятными интерфейсами, гибкостью обслуживания. Для реализации таких средств связи разработчикам требуется более широкое использование современной элементной базы и цифровой микропроцессорной техники. Основными тенденциями развития систем разработки КВ связи являются [8-12]:
Апробация программной реализации алгоритма восстановления тактовой синхронизации ofdm сигнала в системе радиосвязи
В простейшем случае вычислительная сложность алгоритма оценивается числом умножений, которое необходимо выполнить в единицу времени: Св = М -Fds где М— число умножений; Fd — частота дискретизации, (Гц).
Популярность такой оценки объясняется ее простотой: вместо оценки вычислительной сложности всего алгоритма оценивается сложность выполнения умножений, как наиболее трудоемких операций. В тех случаях, когда алгоритм ориентирован на реализацию на универсальных ЭВМ, этот показатель характеризует его достаточно полно.
Подход, развиваемый в теории аналитической вычислительной сложности, который оперирует с понятиями простейшей операции, требует определения заданного набора операций информационного оператора [20]. Если допустимый по отношению к заданному набору простейших операций алгоритм требует выполнения К простейших операций, то сложностью вычисления алгоритма называют сумму К сложности простейших операций.
Сложность простейшей операции определяется произвольным образом, в зависимости от интерпретации конкретной задачи, единственное ограничение, которое при этом накладывается, это требование, чтобы сложность была конечным числом.
Как показывает практика, для того, чтобы сформулировать понятие вычислительной сложности алгоритма цифровой обработки сигнала, в качестве простейших операций следует выбрать операции суммирования, задержки (пересылки) и умножения. Тогда сложность алгоритма связывается исключительно с функциональной схемой его реализации: структурой программы, при программной реализации или структурной схемой устройства, если реализация аппаратная.
В любом случае функциональная схема реализации алгоритма, определяя взаимосвязь простейших операций, несет в себе полную информацию, существенную для определения вычислительной сложности, поскольку один и тот же результат может быть получен вычислениями по алгоритмам с различной структурой [19].
При принятых ограничениях описание алгоритма в виде функциональной схемы его реализации сохраняет аддитивность как свойство меры сложности алгоритма. Временной аспект сложности учитывается введением характеристики быстродействия, то есть частоты дискретизации.
В конечном итоге определим что: вычислительная сложность алгоритма — это полученная путем суммирования по структуре функциональной схемы его реализации совокупная сложность простейших операций [20]. Показатель сложности вычислений служит количественной оценкой вычислительной сложности алгоритма.
Обозначим этот показатель через С в, согласно определению [20] он равен: где C„k -показатель сложности к-ой операции пересылки ; Q,—показатель сложностиу-ой операции суммирования; Сут -показатель сложности w-ой операции умножения. Таким образом, для определения вычислительной сложности разработанных алгоритмов следует, в соответствии со структурой функциональной схемы реализации алгоритма, произвести подсчет установленных в (3.31) простейших операций.
Рассмотрим предварительные соображения, позволяющие оптимизировать исследования вычислительной сложности разработанных алгоритмов. Как следует из анализа функциональных схем реализации разработанных алгоритмов, использование при их разработке методики оценки параметров OFDM сигнала по рабочему сигналу, без использования данных решающей схемы демодулятора, основанной на методе эмпирического функционала, позволяет сделать вывод о значительной степени их унификации.
Основой алгоритмов устранения частотного сдвига и восстановления-сигнала тактовой синхронизации является алгоритм вычисления статистик алгоритма оценки параметров OFDM сигнала. Поэтому, хотя отдельные алгоритмы устранения частотного сдвига и восстановления сигнала тактовой синхронизации (см. рисунки 3.3 и 3.5) могут реализовываться раздельно, с точки зрения оптимизации вычислительной сложности имеет смысл построения единого алгоритма ТС и АПЧ, суммарная вычислительная сложность которого будет почти равна вычислительной сложности каждого из алгоритмов в отдельности.
Функциональная схема реализации алгоритма восстановления тактовой синхронизации (ТС) и автоподстройки частоты (АПЧ) показана на рисунке 3.8. Алгоритм восстановления тактовой синхронизации и автоподстройки частоты формулируется следующим образом. Котельниковские отсчеты OFDM сигнала, претерпевшего сдвиг частоты и воздействие других помех ,- , обрабатываются алгоритмом вычисления статистик, а также используются алгоритмом смещения спектра, из состава алгоритма устранения частотного сдвига, причем в алгоритме смещения спектра также используются котельниковские отсчеты сигнала сопряженного со входным по Гильберту, образованные алгоритмом фазового расщепителя из состава алгоритма вычисления статистик.
Значения статистик Dx (_х г—г _) и Dx ( $_ь г _1Г), рассчитанные алгоритмом вычисления статистик, используются: — алгоритмом восстановления тактовой синхронизации, — алгоритмом оценки частотного сдвига, — алгоритмом анализа надежности оценок, — алгоритмом анализа многолучевости.
Рассчитанные алгоритмом восстановления тактовой синхронизации оценки расположения границ интервала ортогональности X , используются: — алгоритмом оценки частотного сдвига, для формирования максимально помехоустойчивой оценки сдвига частоты, — алгоритмами анализа надежности оценок и анализа многолучевости, для установки исходных положений интервалов анализа рассчитанных статистик, соответствующих номерам отсчетов тактового интервала.
Алгоритмы анализа многолучевости и оценки частотного сдвига, соответственно формируют результаты оценки оптимального положения границ интервала ортогональности X 0Пт и оценки частотного сдвига Пс. Алгоритм анализа надежности оценок вычисляет, показатели надежности сформированных оценок и соответствующие значения параметров IQ и h , управляющих работой переключателей, осуществляющих выбор для дальнейших вычислений: — либо текущей вычисленной оценки, — либо последней, надежной оценки.
Вычисленный алгоритмом оценки частотного сдвига результат Пс взв, используется алгоритмом формирования компенсирующего сигнала из состава алгоритма устранения частотного сдвига, для формирования отсчетов комплексного компенсирующего сигнала cos2c и sinQc, используемых алгоритмом смещения спектра, для компенсации частотного сдвига в выходном сигнале х(.
Исследование и разработка методов и алгоритмов повышения эффективности передачи информации в системах связи с n-ofdm
Введение к работе
Актуальность темы. Беспроводные средства передачи информации в настоящее время представляют самый быстроразвивающийся сектор отрасли связи. В связи с резким увеличением пользователей систем беспроводной передачи данных, остро стоит задача разработки методов повышения спектральной эффективности и пропускной способности беспроводных каналов связи. Главной проблемой теории связи является поиск методов передачи и приема сообщений, которые способны обеспечивать малые потери информации, заложенной в сообщении, максимально возможную скорость передачи при малой стоимости системы связи и позволяющие получить высокую спектральную эффективность по сравнению с классическими методами. Наиболее перспективными системами передачи информации являются системы, реализующие метод ортогонального дискретного мультиплексирования (OFDM), основанный на дискретном преобразовании Фурье (ДПФ). Системы связи с OFDM используются для цифрового радио- и телевещания, в высокоскоростных цифровых линиях связи, в беспроводных локальных сетях, для передачи в диапазоне СВЧ, а так же для телекоммуникации с подвижными объектами.
Исследованию систем радиосвязи, использующих технологию OFDM и N-OFDM, посвящено достаточно большое количество работ, как зарубежных-Chang R.W., Darwazeh I. A., Rodrigues M.R., Karampatsis D., Li K., Giacoumidis, E., Gang Wu, Ioannis D., Zhao, J., Bellanger M.G., Farhang-Boroujeny B. и др., так и отечественных авторов — Финк Л.М., Зюко А.Г., Кловский Д.Д, Назаров М.В., Слюсар В.И., Васильев К.А.
Реализация классического способа передачи данных с частотным
уплотнением посредством прямого и обратного преобразования Фурье (ПФ)
сталкивается с рядом трудностей, среди которых особенно стоит отметить
вычислительную сложность, если учесть комплексное представление чисел.
Несимметричность ПФ относительно мнимой единицы компенсируется
выполнением операции перестановки исходных данных, требующей
дополнительных вычислительных затрат. Условие ортогональности
поднесущих обусловливает такие весомые недостатки метода OFDM, как ограниченная спектральная эффективность при использовании относительно широкой полосы частот; невозможность адаптивного маневра частотной поднесущей для отстройки от сосредоточенных по спектру помех.
Альтернативным способом передачи информации по каналу связи является способ неортогональной частотной дискретной модуляции, основанный на использовании вещественного преобразования Хартли (ПХ).
Применение способа, основанного на не ортогональной частотной дискретной модуляции цифровых сигналов, позволяет более рационально использовать частотный диапазон, более эффективно решать проблему электромагнитной совместимости радиоаппаратуры связи и повысить скорость передачи данных в канале связи за счет большего уплотнения несущих сигналов, тем самым повышая спектральную эффективность.
Для демодуляции принятых сообщений в предлагаемом методе используется оценка принимаемых амплитуд модифицированным методом Коши (ММК), основанная на решении системы линейных алгебраических уравнений. Предложенная модификация метода Коши позволяет получить выигрыш по вычислительной производительности по сравнению с широко применяемыми классическими методами оценки неизвестных величин, таких как метод наименьших квадратов (МНК), метод Крамера и др., и при этом не уступает по точности получения оценок неизвестных амплитуд классическим методам.
Следовательно, исследование и разработка алгоритмов
функционирования модемов сигналов на основе ПХ и ММК, позволяющих повысить спектральную эффективность передачи информации в системах связи с N-OFDM, помехозащищенность в условиях воздействия сосредоточенных по спектру помех и вычислительную производительность процессора модема, является актуальной задачей.
Объектом исследования является модем сигналов N-OFDM со многими несущими частотами.
Целями диссертационной работы являются:
—анализ существующих методов и алгоритмов формирования и обработки сигналов N-OFDM;
-построение имитационной модели системы связи с N-OFDM;
-разработка эффективных методов и алгоритмов повышения спектральной эффективности N-OFDM модемов;
-повышение скорости обработки информации в системах связи на основе преобразования Хартли;
-повышение помехозащищенности беспроводных систем связи N-OFDM при наличии в канале связи сосредоточенных по спектру помех.
Основные задачи диссертационной работы:
-сравнительный анализ характеристик модемов на основе преобразования Хартли и классических устройств на основе преобразования Фурье;
-разработка алгоритмов эффективной оценки амплитуд принятых сообщений в зашумлённых каналах связи;
-определение вероятности ошибки приёма при сверхрелеевском уплотнении поднесущих в канале с аддитивным белым гауссовским шумом для фиксированной скорости передачи данных без кодирования источника информации;
-разработка эффективных алгоритмов приема N-OFDM при воздействии сосредоточенных по спектру помех;
-исследование границ спектральной эффективности для предложенного вида N-OFDM модуляции;
-исследование пик-фактора и способов его снижения для сигналов N-OFDM;
-исследование влияния частотного смещения несущей на характеристики N-OFDM модемов.
При решении поставленных задач получены результаты, обладающие новизной, теоретической и практической значимостью.
Научная новизна работы состоит в том, что в ней впервые получены следующие научные результаты:
-метод обработки дискретных сигналов в системах передачи данных на основе преобразования Хартли с использованием модифицированного метода Коши, позволяющий снизить вычислительные затраты по сравнению с предложенным ранее методом оценки, основанном на методе наименьших квадратов;
-метод повышения спектральной эффективности при передаче цифровой информации, оценка границы спектральной эффективности N-OFDM,
-получена оценка помехоустойчивости модема N-OFDM для канала с АБГШ, реализованного на базе ПХ и ММК для видов модуляции: BPSK, QPSK, QAM-16;
-разработана и защищена Свидетельством регистрации электронного ресурса №22587 имитационная модель системы связи с N-OFDM, реализованная в математическом пакете MATLAB;
-алгоритм адаптивной перестройки поднесущих, подверженных
сосредоточенным по спектру помехам, позволяющий повысить
помехозащищенность системы связи c N-OFDM, защищенный Свидетельством регистрации электронного ресурса № 22586.
Теоретическую и практическую ценность представляют:
-алгоритм функционирования модема N-OFDM, работающего с
применением метода демодуляции, основанного на модифицированном методе
Коши, для оценки неизвестных амплитуд в канале связи с АБГШ, позволяющий
повысить спектральную эффективность OFDM и вычислительную
производительность;
-алгоритм адаптивного приема, позволяющий проводить адаптивную перестройку поднесущих N-OFDM в условиях сосредоточенной по спектру помехи;
-сравнительные характеристики помехоустойчивости предлагаемого метода N-OFDM и классического метода OFDM;
-оценка границы максимально достижимой спектральной эффективности для метода N-OFDM и рекомендации по выбору частот размещения поднесущих в N-OFDM — сигналах для достижения этой границы.
Реализация и внедрение результатов диссертации.
Результаты диссертационной работы использованы при проектировании и
разработке модулей в АО «НЗПП с ОКБ» (г. Новосибирск) и в учебном
процессе на радиотехническом факультете ОмГТУ. подтверждено актами,
приложенными к диссертации. Работа выполнена при финансовой поддержке
Министерства образования и науки РФ в рамках базовой части
государственного задания в сфере научной деятельности (проект
№ 8.9334.2022/БЧ).
Методы исследований. В работе использовались методы теории вероятностей, математической статистики и математического анализа, элементы теории статистической радиотехники, численный эксперимент на базе математического пакета MATLAB и имитационное моделирование.
Основные положения, выносимые на защиту:
-результаты исследования, показывающие целесообразность применения N-OFDM для повышения эффективности передачи информации в системах связи при использовании вещественного преобразования Хартли и модифицированного метода Коши;
-алгоритм оценки амплитуд принимаемых сообщений на основе модифицированного метода Коши, обеспечивающий оптимальный приём сигналов в каналах с АБГШ;
-результаты оценки помехоустойчивости системы связи для различных значений частоты разноса поднесущих сигнала N-OFDM, фиксированной скорости передачи информации и видов манипуляции: BPSK, QPSK, QAM-16 в канале с АБГШ и сравнение их с результатами помехоустойчивости для OFDM, позволяющие получить численную оценку эффективности предлагаемого метода передачи информации;
-алгоритм адаптивной перестройки поднесущих, подверженных
воздействию сосредоточенных по спектру помех, позволяющий повысить помехозащищенность системы связи N-OFDM;
-полученные автором зависимости для определения нижней границы Крамера–Рао оценки спектральной эффективности, позволяют найти минимально достижимый разнос по частоте между поднесущими N-OFDM в каналах с аддитивными помехами.
Достоверность и обоснованность полученных результатов и выводов подтверждается проведенными экспериментальными исследованиями на ЭВМ путем имитационного моделирования в математическом пакете MTLAB. Достоверность результатов имитационного моделирования определяется корректным использованием исходных данных, а так же верификацией модели путем сравнения результатов тестовых вычислений с известными результатами.
Апробация работы. Основные научные положения и практические результаты диссертационной работы обсуждались на научных конференциях:
— XVII Международной конференции «Радиолокация, навигация, связь» (Воронеж, 2022);
-международной научно-технической конференции «Современные
проблемы радиоэлектроники» (Красноярск, 2022);
-X международной IEEE конференции по управлению и связи SIBCON-2022 (Красноярск, 2022);
-международной научно-технической конференции «Современные
проблемы радиоэлектроники» (Красноярск, 2022);
-XI международной IEEE конференции по управлению и связи SIBCON-2022 (Омск, 2022);
-XII международной научно-техническая конференции «Актуальные проблемы электронного приборостроения» (Новосибирск, 2022);
-международной научно-практической конференции «Радиотехника, электроника и связь» (РЭИС—2022), (Омск, 2022).
— XIII международная научно-техническая конференция «Актуальные проблемы электронного приборостроения» (Новосибирск, 2022);
-международной научно-технической конференции «Современные
проблемы радиоэлектроники» (Красноярск, 2022);
-IEEE международной Сибирской конференции по управлению и связи (SIBCON-2022) (Астана, 2022);
Личный вклад автора. Основные результаты диссертации получены автором лично или при непосредственном его участии. Экспериментальные исследования проведены совместно с сотрудниками кафедры ССИБ ОмГТУ А.П. Аверченко, Майстренко В.А., результаты обработаны лично автором. Совместно с научным руководителем обсуждались цели работы и пути их достижения, результаты работы. Все математические модели и программы разработаны автором.
Публикации. По результатам исследований опубликовано двенадцать научных работ, в том числе трех статей в научно-технических сборниках, включенных в перечень научных журналов, рекомендованных ВАК РФ, и десять докладов на российских и международных научно-технических конференциях. Получены два Свидетельства регистрации электронного ресурса.
Структура и объем диссертации. Диссертация содержит введение, 4 главы, заключение, изложенные на 98 с. машинописного текста. В работу включены список литературы из 70 наименований и 7 приложений.
Разработка алгоритма адаптивной коррекции ofdm сигнала
В простейшем случае вычислительная сложность алгоритма оценивается числом умножений, которое необходимо выполнить в единицу времени: Св = М -Fds где М— число умножений; Fd — частота дискретизации, (Гц).
Популярность такой оценки объясняется ее простотой: вместо оценки вычислительной сложности всего алгоритма оценивается сложность выполнения умножений, как наиболее трудоемких операций. В тех случаях, когда алгоритм ориентирован на реализацию на универсальных ЭВМ, этот показатель характеризует его достаточно полно.
Подход, развиваемый в теории аналитической вычислительной сложности, который оперирует с понятиями простейшей операции, требует определения заданного набора операций информационного оператора [20]. Если допустимый по отношению к заданному набору простейших операций алгоритм требует выполнения К простейших операций, то сложностью вычисления алгоритма называют сумму К сложности простейших операций.
Сложность простейшей операции определяется произвольным образом, в зависимости от интерпретации конкретной задачи, единственное ограничение, которое при этом накладывается, это требование, чтобы сложность была конечным числом.
Как показывает практика, для того, чтобы сформулировать понятие вычислительной сложности алгоритма цифровой обработки сигнала, в качестве простейших операций следует выбрать операции суммирования, задержки (пересылки) и умножения. Тогда сложность алгоритма связывается исключительно с функциональной схемой его реализации: структурой программы, при программной реализации или структурной схемой устройства, если реализация аппаратная.
В любом случае функциональная схема реализации алгоритма, определяя взаимосвязь простейших операций, несет в себе полную информацию, существенную для определения вычислительной сложности, поскольку один и тот же результат может быть получен вычислениями по алгоритмам с различной структурой [19].
При принятых ограничениях описание алгоритма в виде функциональной схемы его реализации сохраняет аддитивность как свойство меры сложности алгоритма. Временной аспект сложности учитывается введением характеристики быстродействия, то есть частоты дискретизации.
В конечном итоге определим что: вычислительная сложность алгоритма — это полученная путем суммирования по структуре функциональной схемы его реализации совокупная сложность простейших операций [20]. Показатель сложности вычислений служит количественной оценкой вычислительной сложности алгоритма.
Обозначим этот показатель через С в, согласно определению [20] он равен: где C„k -показатель сложности к-ой операции пересылки ; Q,—показатель сложностиу-ой операции суммирования; Сут -показатель сложности w-ой операции умножения. Таким образом, для определения вычислительной сложности разработанных алгоритмов следует, в соответствии со структурой функциональной схемы реализации алгоритма, произвести подсчет установленных в (3.31) простейших операций.
Рассмотрим предварительные соображения, позволяющие оптимизировать исследования вычислительной сложности разработанных алгоритмов. Как следует из анализа функциональных схем реализации разработанных алгоритмов, использование при их разработке методики оценки параметров OFDM сигнала по рабочему сигналу, без использования данных решающей схемы демодулятора, основанной на методе эмпирического функционала, позволяет сделать вывод о значительной степени их унификации.
Основой алгоритмов устранения частотного сдвига и восстановления-сигнала тактовой синхронизации является алгоритм вычисления статистик алгоритма оценки параметров OFDM сигнала. Поэтому, хотя отдельные алгоритмы устранения частотного сдвига и восстановления сигнала тактовой синхронизации (см. рисунки 3.3 и 3.5) могут реализовываться раздельно, с точки зрения оптимизации вычислительной сложности имеет смысл построения единого алгоритма ТС и АПЧ, суммарная вычислительная сложность которого будет почти равна вычислительной сложности каждого из алгоритмов в отдельности.
Функциональная схема реализации алгоритма восстановления тактовой синхронизации (ТС) и автоподстройки частоты (АПЧ) показана на рисунке 3.8. Алгоритм восстановления тактовой синхронизации и автоподстройки частоты формулируется следующим образом. Котельниковские отсчеты OFDM сигнала, претерпевшего сдвиг частоты и воздействие других помех ,- , обрабатываются алгоритмом вычисления статистик, а также используются алгоритмом смещения спектра, из состава алгоритма устранения частотного сдвига, причем в алгоритме смещения спектра также используются котельниковские отсчеты сигнала сопряженного со входным по Гильберту, образованные алгоритмом фазового расщепителя из состава алгоритма вычисления статистик.
Значения статистик Dx (_х г—г _) и Dx ( $_ь г _1Г), рассчитанные алгоритмом вычисления статистик, используются: — алгоритмом восстановления тактовой синхронизации, — алгоритмом оценки частотного сдвига, — алгоритмом анализа надежности оценок, — алгоритмом анализа многолучевости.
Рассчитанные алгоритмом восстановления тактовой синхронизации оценки расположения границ интервала ортогональности X , используются: — алгоритмом оценки частотного сдвига, для формирования максимально помехоустойчивой оценки сдвига частоты, — алгоритмами анализа надежности оценок и анализа многолучевости, для установки исходных положений интервалов анализа рассчитанных статистик, соответствующих номерам отсчетов тактового интервала.
Алгоритмы анализа многолучевости и оценки частотного сдвига, соответственно формируют результаты оценки оптимального положения границ интервала ортогональности X 0Пт и оценки частотного сдвига Пс. Алгоритм анализа надежности оценок вычисляет, показатели надежности сформированных оценок и соответствующие значения параметров IQ и h , управляющих работой переключателей, осуществляющих выбор для дальнейших вычислений: — либо текущей вычисленной оценки, — либо последней, надежной оценки.
Вычисленный алгоритмом оценки частотного сдвига результат Пс взв, используется алгоритмом формирования компенсирующего сигнала из состава алгоритма устранения частотного сдвига, для формирования отсчетов комплексного компенсирующего сигнала cos2c и sinQc, используемых алгоритмом смещения спектра, для компенсации частотного сдвига в выходном сигнале х(.
Сравнительный анализ эффективности разработанного алгоритма по отношению к использованию сглаживающих окон
В достаточно узкополосном, многолучевом канале система тактовой синхронизации определяет границы посылок по наиболее мощному лучу, остальные эхо-сигналы, несущие информацию об одной и той же посылке, при оценке сдвига частоты, являются помехами, причём уровень этих помех непрерывно изменяется во времени, а возможности их сглаживания путем усреднения оценок по N посылкам ограничены, поскольку величина сдвига несущей частоты в радиоканале может изменяться, например при ретрансляции радиосигнала.
Усложняет ситуацию с измерением частотного сдвига и присутствие в канале сосредоточенной, гармонической помехи. Гармоническая помеха воспринимается частотным дискриминатором как «собственный» сигнал: дискриминатор оценивает отклонение частоты гармонической помехи от одного их ближайших значений частоты подканала, как сдвиг частоты «собственного» сигнала. Очевидно, что во всех рассмотренных случаях необходимо формирование показателя надежности Z измеряемых оценок.
Функциональная схема реализации алгоритма анализа надежности оценок частотного сдвига показана на рисунке 2.3.
Алгоритм анализа надежности оценок частотного сдвига формулируется следующим образом.
Полученные в ходе расчетов, выполненных в соответствии со структурой алгоритма, результаты расчета статистик OFDM сигнала, поступают на входы соответствующих квадраторов, а после возведения в квадрат, результаты суммируются в сумматоре и поступают на вход регистра длиной К (где К — число отсчетов, располагающихся на длительности тактового интервала посылки), в котором продвигаются с частотой FOTC4gT0B.
Коммутаторы 1 и 2, обеспечивают коммутацию К отводов регистра на свои выходы. Управление коммутатором 1 осуществляется счетчиком адреса 1, работающими с частотой 2-QC-L) xF0TC4eT0B, управление коммутатором 2 осуществляется счетчиком адреса 2, работающими с частотой [К-2-(К-Щ Fmc4&
T0B После заполнения регистра, на каждом тактовом интервале, до момента начала анализа, по входам установки исходного адреса счета, для записи в оба счетчика адреса коммутаторов, подготавливается число, определяющее номер отсчета тактового интервала, соответствующего Ятах , вычисленное алгоритмом анализа сигнала тактовой синхронизации.
Перед записью по входам установки исходного адреса счета в счетчик адреса 1, в сумматоре 1, данное число уменьшается на величину -(K-L), а перед записью по входам установки исходного адреса счета в счетчик адреса 2, в сумматоре 2, данное число уменьшается на величину -L.
Таким образом, в момент начала анализа, счетчик адреса 1 начинает работу из положения, обеспечивающего коммутацию на выход коммутатора 1 отвода регистра, на котором наблюдается результат обработки статистики, отстоящей относительно максимальной на -(K-L) отсчетных интервалов, а счетчик адреса 2 начинает работу из положения, обеспечивающего коммутацию на выход коммутатора 2 отвода регистра, на котором наблюдаются результат обработки статистики, отстоящей относительно максимальной на-Z, отсчетных интервалов.
На каждом тактовом интервале, счетчики адреса коммутаторов, в момент начала анализа, запускаются на время прохождения: -счетчик адреса 1 на время прохождения 2-(K-L) счетных импульсов, следующих с частотой 2-{K-L) xFOTC4 oe, — счетчик адреса 2 на время прохождения [K-2-(K-L)] счетных импульсов, следующих с частотой [K-2-(K-L)
] xFomc4emoe, т.е. на время одного отсчетного интервала. Таким образом счетчик 1 обеспечивает, в течение времени счета, коммутацию на выход коммутатора 1 группы значений статистик, отстоящих от максимальной на ±(K-L) отсчетных интервалов, включая максимальную (см. рисунок 2.2)
, а счетчик 2 обеспечивает, в течение времени счета, коммутацию на выход коммутатора 2 группы значений статистик, отстоящих от максимальной начиная от -L до -(K-L) отсчетных интервалов (см. рисунок 2.2). В накапливающих сумматорах, подключенных к выходам коммутаторов, образуются числа пропорциональные суммам в слагаемых (2.22).
Сумматоры работают также в течение времени счета счетчиков адреса 1 и 2 и после их остановки хранят накопленный результат до момента их сброса при подготовке к вычислениям на последующем тактовом интервале. Вычитатель определяет разность накопленных в сумматорах с накоплением результатов.
В компараторе производится сравнение результирующего числа с пороговым значением. Если разность превышает порог vn0P, то в качестве П с взвешенная используется текущее значение Q c, записываемое в ячейку памяти на данном тактовом интервале. Если разность меньше порога vnop, то используется значение Q. c , записанное в ячейку памяти на предыдущем тактовом интервале и переписываемое в ячейку памяти на данном тактовом интервале.
Устройство, реализующее разработанный алгоритм, описано в [109]. Зависимости среднеквадратических значений погрешности оценок границ тактовот величины отношения шум-сигнал в канале, построенные по результатам моделирования на ЭВМ алгоритма (2.15) для сигнала, формируемого в модеме из [41], представлены на рисунке 2.
4 (кривая 1 при усреднении N = 10 посылок, кривая 2 при усреднении N =20 посылок). При разносе поднесущих частот OFDM сигнала 312,5 Гц, помехоустойчивость алгоритма анализа сигнала тактовой синхронизации проверялась также и при моделировании частотного сдвига OFDM сигнала величиной ± 50 Гц, рассчитанные кривые практически совпадали с графиками 1 и 2.